Optisch

Wissenschaftliche Berichte Band 13, Artikelnummer: 8750 (2023) Diesen Artikel zitieren

Eine einfachere und genauere Messung absoluter optischer Frequenzen (AOFs) ist für optische Kommunikations- und Navigationssysteme sehr wichtig. Bisher war für die Messung von AOFs mit zwölfstelliger Genauigkeit eine optische Referenz erforderlich, da es schwierig war, sie direkt zu messen. Hier konzentrieren wir uns auf einen elektrooptischen Modulationskamm, der die große Frequenzlücke zwischen Photonik und Elektronik schließen kann. Wir demonstrieren eine beispiellose Methode, mit der AOFs mit einer Genauigkeit von zwölf Stellen direkt mit einem HF-Frequenzzähler gemessen werden können, indem einfach ein Laser mit unbekannter Frequenz in einen optischen Phasenmodulator geleitet wird. Dies könnte einen neuen Horizont für die optisch-referenzlose optische Frequenzmesstechnik eröffnen. Mit unserem Verfahren kann gleichzeitig auch eine 100-fache Reduzierung des Phasenrauschens in einem herkömmlichen Signalgenerator erreicht werden. Dies entspricht einer Steigerung der Übertragungsgeschwindigkeit der drahtlosen Kommunikation um etwa das Siebenfache.

Die wachsende Nachfrage nach Mikrowellenerzeugung mit geringem Phasenrauschen in beispiellosem Ausmaß in kohärenten Radarsystemen1, 2, Phasen-/Taktsynchronisation3,8,5 und Hochgeschwindigkeits-Analog-Digital-Umwandlung1, 6, 7 hat im Mikrowellenbereich zu Herausforderungen geführt -Photonische Technologien8. In Radarsystemen ist für die Verfolgung kleiner Objekte wie Drohnen eine 10-GHz-Mikrowelle mit einem extrem niedrigen Phasenrauschen von −170 dBc/Hz bei einer Offsetfrequenz von 10 kHz erforderlich. Bei der Phasen-/Taktsynchronisation haben Mikrowellensignale mit geringem Phasenrauschen für den E-Commerce zunehmend an Bedeutung gewonnen, beispielsweise für den Hochfrequenzhandel und vertrauenswürdige Zeitstempel5, für Stromversorgungssysteme wie Smart Grids9 und für die verteilte Verarbeitung in Rechenzentren. Für eine genauere Phasen-/Taktsynchronisation10, 11 wurden in ITU-T optische Uhren, wie etwa optische Gitter- und Ionenuhren, als zukünftige Hauptuhren diskutiert12. SDH (Synchronous Digital Hierarchy) und SONET (Synchronous Optical Network) sind Standardprotokolle für digitale Kommunikationsnetzwerke, die Glasfaser verwenden. Die grundlegende Framegröße von SDH/SONET ist mit 125 µs pro Frame13 definiert. Die Frequenzgenauigkeit der aktuellen Cäsium-Hauptuhren beträgt 10–11. Wenn zwei Kommunikationsgeräte, die mit unterschiedlichen Cäsium-Hauptuhren synchronisiert sind, Daten lesen und schreiben, tritt das aktuelle Schlupfintervall zum Lesen digitaler Signale alle 72 Tage auf. Im Gegensatz dazu kann die optische Gitteruhr (Frequenzgenauigkeit: 10–18) das Schlupfintervall auf zwei Millionen Jahre erhöhen, sodass es sich um eine wartungsfreie Hauptuhr handelt. Da Telekommunikationssysteme mit Frequenzen von Gigahertz bis Kilohertz arbeiten, muss die optische Taktfrequenz (Sub-Petahertz) einer Hauptuhr präzise herunterkonvertiert werden. Es wurde über einige Methoden zur Mikrowellenerzeugung berichtet, die auf photonischen Technologien basieren, wie parametrische Oszillatoren im Flüstergaleriemodus14, optische Frequenzteilung15,19,17, optoelektrische Oszillatoren18, Brillouin-Oszillatoren auf dem Chip19 und optische Referenzhohlräume20. Eine aktuelle Studie hat gezeigt, dass mit einem Frequenzkamm, der auf einem modengekoppelten Faserlaser mit extrem geringem Rauschen basiert, ultrarauscharme Mikrowellen erzeugt werden können21. Mit dieser Methode wird eine hervorragende rauscharme Mikrowellenerzeugung bei 12 GHz erreicht, es wäre jedoch schwierig, Endbenutzern eine komplexe Vorrichtung mit vielen Sätzen großer, rauscharmer Frequenzkämme auf Faserlaserbasis zur Verfügung zu stellen.

Im Bereich der optischen Frequenzmesstechnik war es bisher unmöglich, die AOF mit einem HF-Frequenzzähler direkt zu messen, da die optische Frequenz etwa zehntausendmal höher ist als die Mikrowellenfrequenz. Vor 1999 verwendeten AOF-Zähler eine optische Frequenzkette22,26,24, die hohe Frequenzen durch sequentielles Multiplizieren und Mischen niedriger Frequenzen maß. Für die Messung waren neben Steuerschaltungen und Messwerkzeugen viele stabile Laser, Mikrowellenoszillatoren und Wellenlängenumwandlungselemente erforderlich. Im Jahr 1999 erschien der optische Frequenzkamm (OFC)25,26,27,28, der die Aufmerksamkeit dramatisch von der komplexen optischen Frequenzkette ablenkte. Die Frequenz des N-ten Kammzahns, fN, kann ausgedrückt werden als \({f}_{ceo}+N\times {f}_{rep}\), wobei N, frep und fceo die Kammmoduszahl sind, Wiederholungsfrequenz bzw. Carrier-Envelope-Offset-Frequenz (CEO). Um die AOFs eines Lasers mit unbekannter Frequenz mithilfe eines OFC zu messen, wird die Schwebungsfrequenz \({f}_{b}\) zwischen dem N-ten Kammzahn und dem Laser mit unbekannter Frequenz gemessen. Somit wird \(f\) beschrieben als \({f}_{ceo}+N\times {f}_{rep}\pm {f}_{b}\). In der Praxis kann die Kammmodenzahl N durch Messung der Kammmodenzahl bestimmt werden, die der unbekannten Laserquelle am nächsten liegt. Dies kann entweder durch die Verwendung eines Wellenlängenmessers mit ausreichender Präzision und Genauigkeit zum Messen des OFC innerhalb von frep/2 oder durch Messen von frep und fb und Zählen der Änderung der Kammmodenzahl bei gleichzeitiger Variation von frep um einen großen Betrag, typischerweise auf der, erfolgen Größenordnung von MHz. Die erstere Methode erfordert ein hochpräzises Wellenlängenmessgerät und einen optischen Frequenzkamm als optische Referenzquelle, während die letztere Methode nur einen optischen Frequenzkamm als optische Referenzquelle erfordert. Die letztgenannte Methode kann jedoch kompliziert sein, da sie eine genaue Zählung der Änderung der Kammmodenzahl erfordert, während frep um einen großen Betrag variiert wird.

Hier demonstrieren wir einen einfacheren optisch-referenzlosen optischen Frequenzzähler. Mit unserer Methode kann ein AOF mit einem HF-Frequenzzähler direkt mit einer Genauigkeit von zwölf Stellen gemessen werden, indem einfach ein Laser mit unbekannter Frequenz in einen Phasenmodulator geleitet wird, ohne auf eine optische Referenzquelle angewiesen zu sein. Darüber hinaus kann durch die Verwendung einer hochfrequenzstabilen Lichtquelle in unserem Verfahren gleichzeitig eine 100-fache Reduzierung des Phasenrauschens bei herkömmlichen, weit verbreiteten Signalgeneratoren (SGs) erreicht werden, indem das Phasenrauschen eines SGs im optischen Frequenzbereich mit vergrößert wird einen elektrooptischen Modulationskamm (EOM) und dessen Rückführung zum SG. Nach dem Shannon-Hartley-Theorem bedeutet dies, dass die Übertragungsgeschwindigkeit drahtloser Kommunikation um etwa das Siebenfache gesteigert werden kann.

Das Phasenrauschen eines EOM-Kamms29,30,31 stammt hauptsächlich von dem des SG, der zur Ansteuerung von Phasen-/Intensitätsmodulatoren verwendet wird. Die Modusnummer in einem EOM-Kamm ist definiert als die Anzahl der Kammmodi ab der Mittenfrequenz (Modusnummer 0) einer Seed-Lichtquelle. Das Phasenrauschen eines SG sowie die Linienbreite der EOM-Kammmoden werden mit zunehmender Kammmodenzahl vergrößert32.

Daher enthält das CEO-Signal, bei dem es sich um eine Schwebungsnote zwischen den Kammmoden höherer Ordnung handelt, die Phasenrauschinformationen des verstärkten SG. Abbildung 1a zeigt unseren Versuchsaufbau zur Verringerung des Phasenrauschens eines kommerziell erhältlichen SG (SG 1) mit einer PLL-Rückkopplungsschaltung (Einzelheiten siehe Methoden). SG 1 wird mit einem Referenzsignal von einem durch ein globales Positionierungssystem (GPS) disziplinierten BVA-ofengesteuerten Quarzoszillator (OCXO) synchronisiert (Frequenzinstabilität: < 3 × 10–13 @ 1 s). Ein optischer Impulszug mit 25 GHz wird durch Phasenmodulation eines ultrastabilen Lasers (Frequenzinstabilität: 1 × 10–15 @ 1 s) mit einer Mittenwellenlänge von 1.542 nm und einer Linienbreite von 1 Hz erzeugt. Nachdem die Wiederholungsrate mit einem optischen Tor auf 1,25 GHz gesenkt wurde, wird das Laserlicht mit einem EDFA bis zu 1 W verstärkt. Superkontinuumsspektren mit mehr als einer 2/3-Oktaven-Bandbreite können erfolgreich erzeugt werden, indem ein 40-cm- lange, stark nichtlineare Faser. Abbildung 1b zeigt unser Konzept der Mikrowellenerzeugung mit geringem Phasenrauschen, ohne auf eine optische Referenz angewiesen zu sein. Wir erkennen das CEO-Beat-Signal, indem wir die Ausgabe eines kollinearen 2f-zu-3f-selbstreferenzierenden Interferometers (SRI) in einen Fotodetektor einspeisen. Die EOM-Kammmodennummer ist definiert als die Anzahl der Kammmoden des ultrastabilen Lasers (Modennummer 0). Das CEO-Signal enthält die Informationen zur Verstärkung des Phasenrauschens von SG 1 um das bis zu (2 × 1.975) + (3 × 1.111) = 7.283-fache, da es sich um die Schwebungsnote zwischen dem +1.975. und -1.111. Kammmodus mit a handelt 2f-bis-3f SRI. Das CEO-Signal weist große Phasenschwankungen auf, da es aus dem Schwebungssignal zwischen Kammmoden höherer Ordnung erzeugt wird. Nachdem wir die CEO-Frequenz durch 32 geteilt haben, erkennen wir die Phasendifferenz zwischen dem CEO-Signal und einem externen Referenz-HF-Signal von SG 2, das mit dem Referenzsignal vom GPS-gesteuerten BVA OCXO synchronisiert ist. Der niederfrequente Anteil wird dann mit einem Tiefpassfilter selektiert. Der YIG-Oszillator-basierte VCO im SG 1 passt die Spannung so an, dass die Phasendifferenz Null wird (Einzelheiten siehe „Ergänzende Informationen“). Schließlich kann das Phasenrauschen von SG 1 stark reduziert werden. In früheren Arbeiten33 war zur Reduzierung des SG-Phasenrauschens ein modengekoppelter Laser als optische Referenz erforderlich. Die vorliegende Methode mit dem CEO-Signal kann das SG-Phasenrauschen erheblich reduzieren, ohne auf eine optische Referenz angewiesen zu sein.

(a) Versuchsaufbau für den optisch-referenzlosen AOF-Zähler. SG: Signalgenerator. Alle drei SGs und FC beziehen sich auf die gemeinsame GPS-disziplinierte HF-Quelle. UL: Frequenzunbekannter Laser. IM: Intensitätsmodulator. PM: Phasenmodulator. SP: Splitter. PS: Phasenschieber. FD: Frequenzteiler. FL: Filterhohlraum. IG: Impulsgenerator. OG: Optisches Tor. DC: Dispersionsregler. EDFA: Er-dotierter Faserverstärker. GB: Glasblock. AL: Asphärische Linse. HNLF: Hochgradig nichtlineare Faser. DP-PPLN: Periodisch gepolter Lithiumniobat-Rippenwellenleiter mit zwei Abständen. PD: Fotodetektor. PHD: Phasendetektor. FM: Frequenzmischer. FC: Frequenzzähler. (b) Unser Konzept der Mikrowellenerzeugung mit niedrigem Phasenrauschen und CEO-Signal.

Wir haben zum ersten Mal experimentell gezeigt, dass das Phasenrauschen φ (t) von SG 1 bei etwa 25 GHz durch PLL-Rückkopplung mit dem CEO-Signal gesenkt werden kann (siehe Abb. 2a). Da die Bandbreite der Rückkopplungsschleife auf 300 kHz eingestellt ist, kann φ (t) bei einer Offset-Frequenz von weniger als 300 kHz reduziert werden. Unter unseren experimentellen Bedingungen kann φ(t) mit einem niedrigen Grundrauschen und einer Kreuzkorrelationsmessung (E5052B + E5053A, Keysight Technology) stark bis zur Grenze der Phasenrauscherkennung reduziert werden, und der niedrigste φ(t)-Wert beträgt -130 dBc/Hz bei einer Offsetfrequenz von 10 kHz. Das Phasenrauschen, das wir mit SG 1 erreicht haben, ist weitaus geringer als das niedrigste Phasenrauschen, das für kommerziell erhältliche SGs mit dem Referenzsignal des GPS-disziplinierten BVA OCXO gemeldet wurde. In Abb. 2b zeigen wir das Schwebungssignal zwischen dem EOM-Kamm und einem ultrastabilen Laser mit einer Mittenwellenlänge von 1.397 nm, einer Linienbreite von 1 Hz und einer Frequenzinstabilität von 1 × 10–15 @ 1 s. Man kann sehen, dass die EOM-Kammlinienbreite bei der 811. Kammmodusnummer durch die Reduzierung des Phasenrauschens von SG 1 mit unserer Methode auf etwa 300 Hz verringert wird. Diese Ergebnisse zeigen, dass unsere Methode sowohl eine rauscharme Mikrowellenerzeugung als auch einen EOM-Kamm mit schmaler Linienbreite und einem Modenabstand von 25 GHz erreichen kann.

(a) Gemessenes Phasenrauschen von SG 1 mit und ohne Rückkopplung unter Verwendung des CEO-Signals. (b) Schlagnote zwischen dem 811. Modus des EOM-Kamms und einem ultrastabilen Laser bei 1.397 nm mit und ohne Steuerung mithilfe des CEO-Signals.

OFCs haben den Bereich der optischen Frequenzmesstechnik revolutioniert. Hier haben wir die AOF-Messung mit einem EOM-Kamm demonstriert, der von einem Laser mit unbekannter Frequenz gesät wurde, ohne auf eine optische Referenzquelle angewiesen zu sein. Abbildung 3 zeigt unser Konzept des optisch-referenzlosen optischen Frequenzzählers. Wie im vorherigen Abschnitt erwähnt, kann \({f}_{rep}\) durch die Ausgangsfrequenz von SG 1 bestimmt werden und \({f}_{ceo}\) kann mit einem SRI gemessen werden. Darüber hinaus kann der EOM-Kamm problemlos einen OFC mit variablen Modenabständen von mehr als 10 GHz erzeugen. Daher wird der EOM-Kamm zu einem einfachen und benutzerfreundlichen Werkzeug zur Bestimmung der Modenzahl \(N\), ohne dass ein hochpräzises Wellenlängenmessgerät oder eine optische Referenzquelle verwendet werden muss. Die Einzelheiten der Methode sind wie folgt.

Konzept eines optisch-referenzlosen optischen Frequenzzählers. Bei dieser optisch referenzlosen Methode kann der AOF eines Lasers mit unbekannter Frequenz mit zwölfstelliger Genauigkeit direkt mithilfe eines HF-Frequenzzählers gemessen werden.

In diesem Experiment (siehe Aufbau in Abb. 1a) haben wir die AOF \({f}_{s}\) des ultrastabilen Lasers mit einer Linienbreite von 1 Hz gemessen, der als Seed-Laserquelle für verwendet wurde EOM-Kamm. Wie im vorherigen Abschnitt gezeigt, wird der EOM-Kamm erzeugt und dann das CEO-Signal \({f^{\prime}}_{ceo}\) nach dem optischen Tor (das Strichsymbol gibt die Frequenz nach dem optischen Tor an). kann gemessen werden. Die Ausgangsfrequenz von SG 1 kann stabilisiert werden, indem die Phasendifferenz zwischen dem CEO-Signal \({f^{\prime}}_{ceo}\) und dem Signal von SG 2 erfasst und an SG 1 zurückgeführt wird. Zur Messung der Wiederholungsfrequenz \({f^{\prime}}_{rep}\) nach dem optischen Tor mit einer großen Anzahl von Ziffern haben wir mit einem Frequenzzähler die Differenzfrequenz zwischen dem frequenzgeteilten Signal gemessen (siehe lila Sinuswelle in Abb. 1a) von SG 1, das das optische Tor antreibt, und Ausgangsfrequenz \({f}_{ex}\) von SG 3 (eingestellt auf \(1,249 999 \mathrm{GHz}\)). SG 1, SG 2 und SG 3 wurden mit dem Referenzsignal des GPS-gesteuerten BVA OCXO synchronisiert.

Wir haben SG 1 mithilfe der Rückkopplungsschaltung so gesteuert, dass die Phasendifferenz zwischen dem Signal von SG 2 und dem gemessenen CEO-Signal Null wurde. Wenn wir die Ausgangsfrequenz von SG 2 als \({f^{\prime}}_{ceoA}\ festlegen, ist die gemessene Differenzfrequenz zwischen dem frequenzgeteilten Signal von SG 1 und \({f}_{ex} \) ist \({\Delta f^{\prime}}_{repA}\). Wenn wir die Ausgangsfrequenz von SG 2 als \({f^{\prime}}_{ceoB}\ festlegen, beträgt die gemessene Differenzfrequenz ebenfalls \({\Delta f^{\prime}}_{repB} \). Wenn die Drift der optischen Frequenz der Seed-Laserquelle, \({f}_{s}\), während der Messung ausreichend klein ist,

Durch die Verwendung von (1) und (2) kann die Modenzahl \(N^{\prime}\) nach dem optischen Tor wie folgt erhalten werden (siehe Abb. 3):

Als wir in unserem Experiment \({f^{\prime}}_{ceoA}\) auf + 130 MHz fixierten, wurde \(\Delta {f}_{repA}^{\prime}\) als \({f^{\prime}}_{ceoA}\) gemessen. (970,029 969 118 \mathrm{Hz}\), und als wir \({f^{\prime}}_{ceoB}\) auf -120 MHz festlegten, \(\Delta {f}_{repB}^{ \prime}\) wurde als \(2577,984 362 83 \mathrm{Hz}\) gemessen. Daher konnten wir die Modenzahl \({N}^{\prime}\) nach dem optischen Tor als 155 477 bestimmen. Als nächstes berechneten wir die optische Frequenz der Seed-Laserquelle (= ultrastabiler Laser), \({ f}_{sA}\) und \({f}_{sB}\), unter Verwendung von zwei Sätzen von (\({N}^{\prime}\), \({f^{\prime}}_ {ceoA}\),und \(\Delta {f}_{repA}^{\prime}\)) und (\({N}^{\prime}, {f^{\prime}}_{ceoB }\),und \(\Delta {f}_{repB}^{\prime}\)). Wir haben bestätigt, dass \({\Delta {f}^{\prime}}_{repA}\) und \({\Delta {f}^{\prime}}_{repB}\) positive Vorzeichen für die Ausgabe haben Frequenz \({f}_{ex}(=1,249 999 \mathrm{GHz})\) der externen HF-Referenz SG 3. Darüber hinaus haben wir auch festgestellt, dass unser CEO-Signal für die Messung nicht \({{f}^ {\prime}}_{rep}-{{f}^{\prime}}_{ceo}\) aber \({{f}^{\prime}}_{ceo}\). Daher werden \({f}_{sA}\) und \({f}_{sB}\) berechnet als

Auf diese Weise können wir die AOF des Seed-Lasers, \({f}_{s},\) als \(194,346 375 340(1) \mathrm{THz}\) mit zwölfstelliger Genauigkeit bestimmen.

Wenn während der Messung große optische Frequenzschwankungen des frequenzunbekannten Lasers auftreten, kann die Modenzahl mit dieser Methode nicht ermittelt werden. Die Verwendung der Methode ist auf den Fall beschränkt, dass die Frequenzschwankungen nach dem optischen Tor kleiner als \({{f}^{\prime}}_{rep}/2\) sind, solange die Kammmodenzahl bestehen bleibt während der Messzeit gleich. In einem solchen Fall müssen wir einen stabilen Laser mit geringen optischen Frequenzschwankungen als Seed-Laser des EOM-Kamms verwenden. Nachdem die AOF des stabilen Lasers \({f}_{s}\) mit der obigen Methode bestimmt wurde, beobachten wir die Schwebungsfrequenz \({f}_{b}\) zwischen dem frequenzunbekannten Laser und dem EOM-Kamm mit großer Modenabstand (25 GHz) vor dem optischen Tor. Infolgedessen wird die AOF des frequenzunbekannten Lasers \(f\) beschrieben als.

Das Vorzeichen vor \({f}_{b}\) kann leicht durch leichte Verschiebung der Seed-Laserfrequenz \({f}_{s}\) bestimmt werden. Die Modenzahl \(M\) kann leicht mit einem herkömmlichen Wellenlängenmessgerät mit einer Wellenlängengenauigkeit von weniger als 25 GHz bestimmt werden.

Eine kürzlich veröffentlichte Technik verwendet einen Si3N4-Drahtwellenleiter, um das CEO-Signal mit extrem niedriger Laserimpulsenergie zu erfassen34,35,36. Mit dieser Technik kann das Frequenzteilungsverhältnis des optischen Gates verringert und ein CEO-verriegelter EOM-Kamm mit größerem Modenabstand erreicht werden. In diesem Fall wird es möglich sein, die Modenzahl \(N^{\prime}\) viel einfacher zu bestimmen, indem man ein Wellenlängenmessgerät mit geringer Genauigkeit verwendet und dann die AOF des frequenzunbekannten Lasers mit zwölfstelliger Genauigkeit ermittelt ließe sich leicht berechnen.

CEO-verriegelte Frequenzkämme mit hoher Frequenzstabilität und hoher Kohärenz sind für zukünftige photonische Netzwerksysteme und Doppelkammspektroskopie sehr attraktiv37, 38. Die jüngste Forschung und Entwicklung von Glasfaserübertragungstechnologien hat sich von der einfachen Intensitätsmodulation zur mehrstufigen Intensitätsmodulation verlagert Phasenmodulation, um eine hohe spektrale Nutzungseffizienz zu erreichen39. Dies hat zum Bedarf an einer optischen Lichtquelle mit hoher Frequenzstabilität und Kohärenz geführt. Die optischen Trägerlichtquellen sind einem Frequenzraster zugeordnet, das in der ITU-T als ganzzahlige Vielfache von 12,5, 25, 50 und 100 GHz bei der Ankerfrequenz von 193,1 THz40 standardisiert wurde. Das Licht wird mithilfe der DWDM-Technologie (Dense Wavelength Division Multiplexing) über Glasfaser übertragen. Daher wird in zukünftigen photonischen Netzwerksystemen ein OFC benötigt, der das ITU-T-Frequenzgitter angibt. Allerdings ist es schwierig, bei Telekommunikationswellenlängen mit einem Modenabstand von mehr als 10 GHz einen CEO-verriegelten Frequenzkamm zu erreichen, da die Laserpulsenergie mit zunehmender Wiederholungsrate abnimmt. Derzeit beträgt der gemeldete größte Modenabstand eines CEO-gekoppelten Frequenzkamms mit einem modengekoppelten Laser bei Telekommunikationswellenlängen 750 MHz41. Ein kürzlich gemeldeter CEO-verriegelter EOM-Kamm hat einen Modenabstand von 10 GHz mithilfe eines Dauerstrichlasers (CW) erreicht, der mit einem hochfeinen Fabry-Pérot-Hohlraum mit geringer Ausdehnung stabilisiert ist42. Wir haben experimentell eine vereinfachte Methode zum Erreichen eines CEO-verriegelten Frequenzkamms mit 25-GHz-Modenabstand demonstriert, bei der eine freilaufende CW-Laserdiode (LD) anstelle eines ultrastabilen Lasers als Saatlichtquelle ohne Stabilisierung verwendet wird ein externer Referenz-Fabry-Pérot-Hohlraum (siehe Abb. 1a). Wir haben das CEO-Schwebungssignal mithilfe eines kollinearen 2f-zu-3f-SRI mit einem periodisch gepolten Lithiumniobat (PPLN)-Rippenwellenleiter mit zwei Steigungen (DP) gemessen43. Wir beobachteten ein Signal mit einem Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) von etwa 24 dB an einem HF-Spektrumanalysator, der auf eine Auflösungsbandbreite von 100 kHz eingestellt war. Die maximale Linienbreite des CEO-Signals beträgt 1 MHz, was darauf hindeutet, dass das CEO-Signal große Phasenschwankungen aufweist. Daher wird durch die Frequenzteilung des CEO-Signals die Phasenschwankung verringert und das SNR kann dann weiter ansteigen. Abbildung 4a zeigt die mit einem HF-Spektralanalysator gemessenen CEO-Spektren, die jeweils durch 1 (schwarz), 8 (blau) und 16 (rot) frequenzgeteilt sind. Durch die Frequenzteilung des CEO-Signals durch 16 erhöhte sich das SNR des CEO-Signals auf über 30 dB und die Linienbreite wurde auf weniger als 100 kHz reduziert. Das frequenzgeteilte CEO-Signal wurde auf der 20-MHz-Referenzfrequenz fixiert, indem die Mittenfrequenz des LD mit einer Rückkopplungsschaltung und einem externen HF-Referenzsignal gesteuert wurde. Wir konnten einen CEO-verriegelten EOM-Kamm mit 25-GHz-Modenabstand im Telekommunikationswellenlängenbereich erreichen, der in ITU-T standardisiert wurde. Abbildung 4b zeigt das CEO-Phasenrauschen, gemessen mit einem Signalquellenanalysator mit niedrigem Grundrauschen und Kreuzkorrelationsmessung (E5052B + E5053A, Keysight Technology). Ohne die CEO-Verriegelung war es aufgrund von Trägerfrequenzschwankungen schwierig, das Phasenrauschen bei niedriger Offset-Frequenz zu messen. Mit der CEO-Verriegelung wird das Phasenrauschen bei Offset-Frequenzen von weniger als 3 kHz unterdrückt. Das bedeutet, dass die Bandbreite der Rückkopplungsschleife etwa 3 kHz entspricht. Als nächstes verglichen wir das Phasenrauschen mit der CEO-Verriegelung zwischen dem EOM-Kamm und einem kommerziell erhältlichen modengekoppelten Er-dotierten Faserlaser. Wir haben festgestellt, dass der Pegel des Phasenrauschens mit dem EOM-Kamm bei Offset-Frequenzen von weniger als 3 kHz mit dem mit dem modengekoppelten Er-dotierten Faserlaser identisch ist. Wir haben auch die Allan-Abweichung der CEO-Signale mit der CEO-Verriegelung zwischen ihnen verglichen und festgestellt, dass die Allan-Abweichung mit dem EOM-Kamm fast die gleiche ist wie die mit dem modengekoppelten Er-dotierten Faserlaser (siehe Abb. 4c). Der rote Kreis und die gepunktete Linie zeigen die gemessene Allan-Abweichung für die CEO-Frequenz geteilt durch 32 und die kalibrierte Allan-Abweichung für die CEO-Frequenz mit dem EOM-Kamm. In diesem Versuchsaufbau ist das SNR des CEO-Signals nicht hoch genug. Wir haben die Allan-Abweichung anhand der Frequenzteilung des CEO-Signals durch 32 gemessen. Wenn das SNR des CEO-Signals erhöht werden kann, könnte der EOM-Kamm ohne Frequenzteilung stabilisiert werden .

(a) Die linke Grafik zeigt die mit einem HF-Spektralanalysator gemessenen CEO-Spektren, die jeweils durch 1 (schwarz), 8 (blau) und 16 (rot) frequenzgeteilt sind. Die rechte Grafik zeigt die Frequenzteilungsabhängigkeit des SNR des CEO-Signals. (b) Gemessenes CEO-Phasenrauschen mit (rot) und ohne (blau) CEO-Verriegelung mithilfe des EOM-Kamms. Wir verglichen das Phasenrauschen mit dem CEO-Locking unter Verwendung eines kommerziell erhältlichen modengekoppelten Faserlasers (grün). (c) Gemessene Allan-Abweichung des CEO-Signals mit der CEO-Verriegelung des kommerziell erhältlichen modengekoppelten Faserlasers (grün). Der rote Kreis und die gepunktete Linie zeigen die gemessene Allan-Abweichung für die CEO-Frequenz geteilt durch 32 und die kalibrierte Allan-Abweichung für die CEO-Frequenz, die mit dem EOM-Kamm durch 1 frequenzgeteilt ist [siehe eine schwarze Linie in (a)]. Auf der vertikalen Achse ist die Allan-Abweichung des CEO-Signals geteilt durch die mittlere optische Frequenz (Modusnummer 0) dargestellt. Auf der horizontalen Achse wird die Torzeit angezeigt, also die Zeitspanne, die der Frequenzzähler ein Signal zählt.

Wir haben einen optisch referenzlosen AOF-Zähler demonstriert, der aufgrund einer Rekordreduzierung des Phasenrauschens in weit verbreiteten kommerziellen Mikrowellen-SGs eine zwölfstellige Genauigkeit erreicht. Mit dieser beispiellosen Methode kann ein AOF direkt mit einer Genauigkeit von zwölf Stellen mit einem HF-Frequenzzähler gemessen werden, indem einfach ein Laser mit unbekannter Frequenz in einen Phasenmodulator geleitet wird, ohne auf eine optische Referenzquelle angewiesen zu sein. Immer wenn wir über ein Standard-HF-Signal und einen HF-Frequenzzähler verfügen, ist es möglich, einen AOF mit hoher Genauigkeit zu messen. Durch die Vergrößerung des Phasenrauschens des SG im optischen Frequenzbereich mit einem EOM-Kamm und dessen Rückführung zum SG kann das Phasenrauschen des SG erheblich reduziert werden. In naher Zukunft wird ein Zeitlieferdienst auf den Markt kommen, der die Zeit mit höherer Genauigkeit verteilt, indem er eine optische Gitteruhr als Hauptuhr und ein Glasfasernetzwerk nutzt. Unsere Methode kann die auf der optischen Uhr eingravierten Zeit-/Phasensynchronisationsinformationen einfach und direkt in eine Mikrowellenfrequenz mit höherer Genauigkeit umwandeln, und die Zeit-/Phasensynchronisationstechnik mit hoher Genauigkeit wird einen extrem großen Einfluss auf die Anwendungsbereiche des Radars haben Systeme1, 2, drahtlose Telekommunikation, Hochfrequenztransaktionen5 und elektrische Energiesysteme wie intelligente Netze9.

Unser Lasersystem erzeugt eine 25-GHz-Pulsfolge. Wir verwenden zwei Arten von Seed-Laserquellen. Einer davon ist ein Laser mit schmaler Linienbreite (siehe Abschnitt „Einführung“) mit einer Mittenwellenlänge von 1.542 nm und einer Linienbreite von 1 Hz, der mit einem Referenzresonator stabilisiert ist. Das andere ist ein freilaufendes CW-LD (siehe Abschnitt „AOF-Messung ohne optische Referenz“). Phase und Intensität des Lichts vom Laser mit schmaler Linienbreite werden mit acht herkömmlichen Phasenmodulatoren moduliert, die von einem sinusförmigen HF-Signal von einem gesteuert werden externer HF-Synthesizer (YIG-Oszillator) mit einer Modulationsfrequenz von 25 GHz (siehe orange Sinuswelle in Abb. 1a). Der lineare Teil des Down-Chirpings wird dann durch Ausbreitung in dispersiven Medien zu einer kurzen Impulsfolge komprimiert. Der mit den Phasenmodulatoren erhaltene angewandte Modulationsindex beträgt 32 π. Die spektrale Bandbreite beträgt etwa 39 nm. Als nächstes ist es notwendig, die Laserpulsenergie zu erhöhen. Wir reduzieren das ASE-Rauschen mit einem Filterhohlraum44, der über einen Fabry-Pérot-Hohlraum mit geringer Feinheit (~ 1000) verfügt, um die Übertragung von Licht über eine große Frequenzbandbreite zu ermöglichen. Und da die durchschnittliche Ausgangsleistung des EDFA begrenzt ist, verwenden wir ein optisches Tor, um die Spitzenintensität des verstärkten Impulses zu erhöhen. Anschließend verstärken wir den optischen Impuls mit einer Wiederholrate von 1,25 GHz auf 1 W. Schließlich kann der gechirpte Impuls durch den Glasblock im freien Raum komprimiert werden. Wir haben die Pulsbreite nach dem Glasblock auf 142 fs bei 1,25 GHz geschätzt.

Wir erzeugen ein SC-Spektrum mit einer Breite von mehr als 2/3 Oktaven, indem wir eine 40 cm lange, hochgradig nichtlineare Faser mit einer Laserpulsenergie von 0,8 nJ verwenden. Daher kann das CEO-Signal durch interferierendes Licht der zweiten und dritten Harmonischen bei der Wellenlänge von 600 nm gemessen werden. Ein 2f-zu-3f-SRI eignet sich zur Stabilisierung einer CEO-Frequenz, die nur eine 2/3-Oktav-Bandbreite des SC-Spektrums aufweist. Um das CEO-Signal im 2f-zu-3f-SRI mit hoher Effizienz zu erkennen, haben wir einen DP-PPLN-Stegwellenleiter43 hergestellt, der aus zwei monolithisch integrierten Segmenten mit unterschiedlichen Quasi-Phase-Matching-Abständen (QPM) besteht. Da wir durch die Verwendung dieses Wellenleiters die Fresnel-Reflexion und Kopplungsverluste reduzieren können, können wir das CEO-Signal mit hoher Effizienz erkennen. Wir beobachteten es mit einem SNR von etwa 24 dB an einem HF-Spektrumanalysator, der auf eine Auflösungsbandbreite von 100 kHz eingestellt war. Die Linienbreite des CEO-Signals beträgt 1 MHz. Wir haben festgestellt, dass dieses CEO-Signal große Phasenschwankungen aufweist, da das SNR verbessert und die Linienbreite verringert werden kann, indem es durch 32 geteilt wird. Andererseits erzeugt SG 2 ein 130-MHz-Referenzsignal. Sowohl das CEO- als auch das SG 2-Signal werden durch 32 geteilt. Die Phasendifferenz zwischen den CEO- und SG 2-Signalen wird dann mit dem Phasendetektor in SG 1 gemessen. Die Spannung im YIG-Oszillator-basierten VCO in SG 1 wird angepasst, um Folgendes zu erhalten: eine Phasendifferenz von Null. Schließlich wird der CEO bei 130 MHz stabilisiert und die Wiederholungsrate wird zur Frequenz, ausgedrückt als \(\frac{{f}_{s}-{f}_{ceo}}{{N}^{\prime}} \times \frac{25 GHz}{1,25 GHz}\) (siehe Haupttext, Abb. 3).

Die während der aktuellen Studie verwendeten und/oder analysierten Datensätze sind auf begründete Anfrage beim jeweiligen Autor erhältlich.

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Wir danken Prof. TW Hänsch und Dr. Th. Udem vom Max-Planck-Institut für Quantenoptik für hilfreiche Diskussionen beim Ringberg-Seminar. Diese Arbeit wurde von JSPS KAKENHI Gant Nummern JP17H02803 und JP16H04379 unterstützt.

Atsushi Ishizawa

Aktuelle Adresse: College of Industrial Technology, Nihon University, 1-2-1 Izumi-cho, Narashino, Chiba, 275-8575, Japan

NTT Basic Research Laboratories, Nippon Telegraph and Telephone Corporation, 3-1 Morinosato Wakamiya, Atsugi, Kanagawa, 243-0198, Japan

Atsushi Ishizawa, Kenichi Hitachi, Tomoya Akatsuka und Katsuya Oguri

Fakultät für Elektrotechnik, Tokyo Denki University, 5 Senjyu-Asahi-cho, Adachi-ku, Tokio, 120-8551, Japan

Tadashi Nishikawa

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AI, TN, KH und TA führten die Experimente durch und analysierten die Ergebnisse. KO plante und koordinierte das Projekt. AI und TN haben das Manuskript mit Beiträgen aller Autoren verfasst.

Korrespondenz mit Atsushi Ishizawa.

Die Autoren geben an, dass keine Interessenkonflikte bestehen.

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Nachdrucke und Genehmigungen

Ishizawa, A., Nishikawa, T., Hitachi, K. et al. Optisch-referenzloser optischer Frequenzzähler mit zwölfstelliger absoluter Genauigkeit. Sci Rep 13, 8750 (2023). https://doi.org/10.1038/s41598-023-35674-8

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Eingegangen: 30. Dezember 2022

Angenommen: 18. Mai 2023

Veröffentlicht: 30. Mai 2023

DOI: https://doi.org/10.1038/s41598-023-35674-8

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